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软件无线电发射机的实现与仿真-机电毕业论文(10)

2013-08-23 01:05 n)= arctg -arctg

            =                               (4-99)

在计算出瞬时频率f(n)后，对f(n)经抽样门限判决，即可恢复出传输的数据。

    4. MFSK解调

信号表达式:

s(n)= cos[( + )n]              (4-100)

式中， 为输入码元，且 。

    MFSK解调类似于FSK解调，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:

同相分量:

= cos( n)                  (4-101)

正交分量:

= sin( n)                  (4-102)

按照式(4-99)计算瞬时频率f(n):

f(n)=                           (4-103)

在计算瞬时频率f(n)后，对f (n)抽样多电平门限判决，即可恢复出数据。

    5. MSK解调

    信号表达式:

s(n)=               (4-104)

式中，T为码元持续时间; 为输入码元，且 =+1,-1。

=    

是为保证相位连续而加入的相位常数。

    MSK信号的解调同FM，对信号进行正交分解，得同相和正交分量:

同相分量:

= cos                   (4-105)

正交分量:

= sin                  (4-106)

按照式(4-64)计算瞬时频率f(n):

f(n)= arctg -arctg

               =                             (4-107)

在计算出瞬时频率f(n)后，对f(n)抽样判决，即可恢复出码元。

    6. GMSK解调

    GMSK信号与MSK信号相比，仅对输入数据多加了一个预调制滤波器。因此，可按MSK信号那样解调后，再经一个滤波器 =  ( 为预调制滤波器频率响应)，即可求得码元。

    7. SFSK解调

信号表达式:

s(n)= cos          (4-108)

    SFSK信号解调方法同MSK解调，对信号进行正交分解后，按照式（4-107）计算瞬时频率。在计算出瞬时频率f(n)，对f(n)抽样判决，即可恢复出码元。

    8. PSK解调

信号表达式:

s(n)= cos[ + ]                    (4-109)

式中， = , 。

对信号进行正交分解后，得同相和正交分量:

同相分量:

= cos( )                      (4-110)

正交分量:

= sin( )                      (4-111)

按照式(4-62)求得瞬时相位 :

=                             (4-112)

    在计算出瞬时相位 后，对 抽样判决，即可恢复数据。在解调时需要本地载波与信号载波严格的同频同相，同频同相可由数字科斯塔斯环获得。

    9. MPSK解调

信号表达式:

s(n)= cos[ + ](4-113)

式中， , 。

    MPSK信号解调方法同PSK。在计算出瞬时相位 后，对 抽样进行多电平门限判决，即可恢复出码元数据。

    10. QPSK解调

信号表达式:

s(n)= cos( )+ sin( )   (4-114)

式中， ， 为双极性数据。

    对信号进行正交分解，得到同相和正交分量:

同相分量:

=                          (4-115)

正交分量:

=                          (4-116)

由信号形式可知，I, Q分量即为恢复出的并行数据，经抽样判决，恢复出码元数据后，在并串变换，就可恢复出串行码元数据。

    11.QAM解调

信号表达式:

s(n)= cos( )+ sin( )       (4-117)

式中， , = 。

对信号进行正交分解，得到同相和正交分量:

同相分量:

=                         (4-118)

正交分量:

=                          (4-116)

    对同相、正交分量两路信号进行抽样判决，即可恢复出并行数据，经并串变换后可得所传输的数据。

（转载自http://zw.nseac.coM科教作文网）
第五章 基于多相结构的实信号信道化发射机 5.1实信号多信道发射机模型 5.1.1信道划分与低通滤波器组

为建立实信号多信道发射机的模型，首先，对实信号的数字谱做如下信道划分:

                (5-1)

式中， 为第i信道的归一化中心角频率，I为数据内插率。

    基带信号经内插低通滤波，再与复本振 相乘，可实

现将第i个信道的数字谱搬移到频带的目的。经过复本振 后，信号变为

复信号，故I路合成信号需取实部后再输出。为使I个采样率为 的基带信

号能够压缩在实信号所表示的频谱范围内传输，内插因子取为2I。其实现结

构如图5.1所示。

 SHAPE  \* MERGEFORMAT 图5.1实信号输出信道化发射机的直接实现 

图中每个低通滤波器 的带宽均不大于 ，并且对应的原型理想低通滤波器的频率响应 为

   =                          (5-2)

5.1.2真实信道中心频率

引用系统采样频率 ，第i信道的归一化中心角频率公式可重写为

                           (5-3)

式中，    

当   , 这是不允许的。因此，后面的 个信道的计算公式为

                         (5-4)

式中，  

需要指出，由式(5-3 )得到的实信号信道存在着对应的镜频 ，并且信道总数受数据内插倍数I的限制。图5.2为对应4个实信道的频谱分配图

。

 SHAPE  \* MERGEFORMAT

                图5.2 实信号的信道划分示意图

    注意实信号的频谱应为正值，由式( 5-3 ) , ( 5-4 )可推出真实信道的中心频率为

             (5-5)

,            (5-6)

进一步由式(5-5 ) , ( 5-6)容易求出相邻信道中心频率距离为 .

5.2基于多相滤波器的实信号信道化发射机建模

由图5.2可得:

y(n)=

                   =                          (5-7)

                   =

由于 = ，

令：n=   

并定义：  

        

代入式(5-6)可得：

              

                    =              (5-8)

把 代入式(5-8)可得:

       (5-9)

定义： = =DFT

代入式(5-9 )可得:

y(r)=

                =                   (5-10)

令： = ，代入式(5-10) 可得：

                                  (5-11)

设 (k)为 的2倍内插序列，即：

                (k)=  

则有：

               

                     =                           (5-12)

最后得：

                      y(n)=                              (5-13)

式中， =MOD（n/I）,MOD表示取余数。

整个实现过程如图5.3所示。

 SHAPE  \* MERGEFORMAT

           图5.3   实信号信道化软件无线电发射机数学模型

对于基于多相滤波器的实信号信道化发射机模型的几点说明:

(1)多相滤波器的设计步骤

实现多相滤波器设计的步骤是:(1)根据原型理