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软件无线电发射机的实现与仿真-机电毕业论文(6)

2013-08-23 01:05 结构如图3.8所示。

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 &n, , , , bsp;              图3.8 FIR滤波器多相分解的第二种形式

这种形式的多相分解加上等效变换适用于带有去镜像滤波器的内插系统，使其卷积运算在低抽样率一端进行。如果将H(z)进行第二型多相分解，并将式(3-11)的D改为I，则有

                                            (3-12)

及

                    = h(nD+D-1-m)                (3-13)

式中的I为内插率。

2.整数倍内插器的多相表示

整数倍内插器的方框图如图3.9所示。                

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                        图3.9 整数倍内插

利用多相分解第二种形式将 分解

                                        (3-14)

式中

                 =         (3-15)

于是图3.9变为图3.10的形式，即得整数倍内插系统多相结构。        

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                   图3.10 整数倍内插的多相分解

将图中的内插移入各个支路，并与 交换位置可以得整数倍内插系统多相形式的高效结构，如图3.11所示。     

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               图3.11 整数倍内插的多相分解的高效结构

图3.11中的 就是图3.10中的 ，只不过由于与内插交换位置后将 改为 。依据式(3-15), 应表示为

          =            (3-16)

依据式(3-16) ， 具体的网络结构如图3.12所示。             

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                  图3.12 多相分量 的网络结构

3.整数倍抽取器的多相结构整数倍抽取器的方框图如图3.13所示，利用多相分解第I型式将 分解为

                      =                      (3-17)

式中，

= h[(nD+k) ]               (3-18)               

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                      图3.13整数倍抽取器

于是，可把图3.13分解为图3.14型式。将图3. 14中的D倍抽取移入各支路并与 ，k=0,1, ,D-1交换位置，得图3.1 5, 移至D倍抽取的右侧之后，将 改为 。依据式(3-18), 应表示为:

                = h[(nD+k) ]                 (3-19)

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                  图3.14 整数倍抽取的多相分解

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                   图3.15 整数倍抽取的多相分解的高效结构

多相分量 的网络结构如图3.16所示。

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                    图3.16 多相分量 的网络结构

4.分数倍采样频率转换的多相结构

I/D分数倍采样率转换系统的方框图如图3.17所示。

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               图3.17 I/D分数倍抽样率转换系统方框图

图3.17中表明了各处的采样周期，我们可以看出滤波的卷积运算是在最高抽样率 下进行的，这是最低效的结构。按前面所讨论的整数倍抽取器或内插器的多相分解结构分解图3.17，此图中，既可以把前两个方框看成是一个1倍内插器，也可以把后两者看成是一个D倍抽取器。如图3.18所示

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                                  (a)

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                                  (b)

                 图3.18 I/D分数倍抽样率转换的两种多相分解形式

    图3.18(a)和(b)分别使这个系统的计算工作量降低了I倍和D倍。但我们可以设法进一步减少这个系统的计算工作量并得到高效结构。下面讨论从图3.18(a)出发设法得到高效的多相表示结构。

    不失一般性，设内插因子I和抽取因子D是互质的:滤波器 的长度N是I, D乘积的倍数;由于I和D互质，根据Euclid算法总能得到:

                   PI十QD=1式中，P，Q为整数

图3.18 (a)即为图3.19。延时因子用P,  Q,  I,  D表示。

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          图3.19 I/D分数倍抽样率转换的多相分解的等效结构

将延时因子分解且分别向内插的左侧和抽取的右侧移动。由于先内插后抽取与先抽取后内插是等效的，所以，图3.19等效为图3.20。

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           图3.20 I/D分数倍抽样率转换的多相分解的等效结构

把图3.20的 与D倍抽取作为抽取器，进行D相分解，得:

                 =                          (3-20)

其中， 对应的单位脉冲响应系数 为:

                 =                      (3-21)

式中，m = 0,1,……,N/I一1;k=0,1,…….,I-1; j=0,1,……，N/DI-1。

括号中的 的商为非负整数时有效。所以:

                    =                         (3-22)

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                   图3.21 I/D倍采样率转换的多相分解图

    图中U=N/DI-1 ， V=I-1，此时滤波器卷积运算在 速率下运行，比最初在 速率下运算量减少了1/ID倍。而通过分析图3.18(b)可得到另一种形式的高效多相结构。

（转载自中国科教评价网http://www.nseac.com）
第四章 软件无线电中的信号处理算法 4.1软件无线电中的调制算法 4.1.1信号调制通用模型

    软件无线电中的各种调制信号是以一个通用的数字信号处理平台为支撑，利用各种软件来产生的。每一种调制算法都做成软件模块形式，要产生某种调制信号只需要调用相应的模块即可。由于各种调制用软件实现，因此在软件无线电中，可以不断地更新调制模块的软件来适应不断发展的调制体制，具有相当大的灵活性和开放性。软件无线电的各种调制可以基于数字信号处理技术来实现。

在当代中，通信信号的种类很多，下面仅就几种信号的实现方法加以讨论。从理论上说，各种通信信号都可以用正交的方法加以实现，如图4.1所示。

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                     图4.1 正交调制的实现框图

根据图4.1，可以写出它的时域表达式

              = cos( t)+ sin( t)                   (4-1)

其中， 为载波角频率， = 。调制信号的信息包含在 和 内。由于各种调制信号都是在数字域内实现的，因此，在数字域实现时要对上式进行数字化。

            = cos(n / )+ sin(n / )             (4-2)

是采样频率的角频率。在对调制信号和载波频率进行数字化时，其采样频